Охлаждение блока питания компьютера.
Даешь комиксы! 
Кажется, речь шла об устойчивости. При чем тут эти Ваши "догадки", не понял совершенно -- это что совсем из другой оперы.
Согласен, расчёт устойчивости необходим.
Но во первых, при установке фильтра мне не пришлось ничего подстраивать и пересчитывать устойчивость. Совпадение? Может быть, но совпали пару блоков. Правда, блоки были почти все одинаковые...
Оличались датой (штампик-наклейка), присутствием/отсутствием некоторых деталей, и значением номиналов резисторов.
Во вторых, я пока пытаюсь обратить внимание на процессы, происходящие в блоке, переведенном на работу в резонансе.
От ВЧ передатчика, блок питания, работающий в резонансе, отличается только наличием обратной связи для стабилизации выходного напряжения. В ВЧ усилителях этой цепи нет. Почему аналогия с ВЧ фильтрами? Попробуйте промоделировать инвертор, схему которого Вы приводили выше. Обратите внимание на необходимость сильного уменьшения индуктивности первичной обмотки трансформатора. Если это не сделать, то добиться большого КПД при мощной нагрузке не получится.
К стати, спасибо за ссылки. На досуге посмотрю.
Вы совершенно игнорируете процессы, происходящие при изменении нагрузки скачком (скажем, от минимума до максимума)...
..."стрессовое" напряжение на диодах может быть в разы больше, чем получилось в Вашем расчете.
Я их не игнорирую, я их, просто, не наблюдаю.
Без фильтра, ток в цепях старается измениться мгновенно, потому что напряжение меняется мгновенно. Скорость изменения (фронты и спады) большая. С учётом инерционности всех цепей замкнутой петли стабилизации (трасформатор, дроссель), к схеме стабилизации предъявляются повышенные требования по скорости срабатывания.
При синусоидальном токе (напряжении) скорость изменения тока в тех же участках цепи становится значительно меньше. При том же быстродействии схемы регулирования, ей легче отслеживать изменения выходного напряжения при изменении нагрузки.
Согласен, что расчёт устойчивости необходим. Но лишь с точки зрения изменения характера процессов. Расчёт нужен в принципе. То есть, если ещё провести и расчёт устойчивости, то параметры блока станут только лучше.
Исходя из Ваших рассуждений, самовозбуждение ОС = смерть диодам. "Обычным" БП это совершенно не грозит.
Она, почему то, не хочет возбуждаться...
Посмотрите любительские схемы ИБП в инете и журналах ("Радио", например). Вы вряд ли найдёте рекомендации по расчёту устойчивости схемы стабилизации. А приведенные значения установленных цепочек взяты из схем промышленных блоков или из даташитов на саму МС контроллера.
В расчете, кстати, явная ошибка: напряжение на выходе = среднему, а не эффективному значению напряжения на входе выпрямителя (без учета потерь).
Согласен. Или Вы хотите сказать, что цифры не верны? Приведите свой расчёт, пожалуйста.
Запросто могу назвать что то не точно... я, ведь, не профессор...
В умных книгах написано, что в правильно расчитанном преобразователе, динамические потери равны или немного больше статических.
В "умных книгах" (претендующих на "научность") такое не пишут. Ерунда это в общем случае. Вот Вы предлагаете делать "неправильно рассчитанный преобразователь"
Ну не с потолка же я всё это взял... у меня на это ума бы не хватило... 
Найду цитату, приведу.
И почему "неправильно рассчитанный преобразователь"?
Вы что, хотите сказать, что перевод инвертора в резонансный режим - неправильное направление?
Или Вы имеете в виду, что резонансный контур, а управление не частотное а ШИМ?
Вот одна ссылка: http://www.platan.ru/shem/index.html
В "Источники питания" скачайте статью "Общие проблемы снижения коммутационных потерь в инверторах напряжения". (PDF- файл).
В ней рассматриваются преимущества резонансного режима.
Есть ещё одна ссылка: http://lampa4.narod.ru/lamp/25.htm
Но она почему то не работает. Статья называтся "Сравнительный анализ способов регулирования светового потока люминесцентных ламп".
В ней рассматриваются способы регулирования мощности в резонансных балластах, в том числе и ШИМ.
Сделан следующий вывод: "При использование широтно-импулсьного регулирования основными преимуществами помимо широкого диапазона регулирования мощности и высокой линейности регулирования является использование схемы повышающего корректора мощности и введение широтного регулирования путем изменения схемы управления. Этот метод является наиболее перспективным для внедрения в управляемые ЭПРА."
Нашёл. Просто адрес поменялся: http://promel2000.narod.ru/svet_regul.htm
Реально, динамические потери много больше статических, и являются определяющими при расчёте тепловых режимов.
А тут Вы сами делаете неверное обобщение. Прямо лозунг какой-то, из раза в раз повторяете...
Почему же не верное? Приведите расчёты, пожалуйста.
А повторяю я это потому, что существуют способы избавится от одной из составляющих мощности потерь - динамических.
Как видите, я был заранее согласен с тем, что динамические потери на биполярных транзисторах в обсуждаемых БП большие.
...значит, способ, устраняющий их, достоин реализации.
Выходные напряжения очень даже причем. Они влияют на распределение потерь за счет КПД выпрямителя. Если, например, основная нагрузка - по цепи 3.3В, и там использован диодный выпрямитель (Шоттки)...
Сейчас, обычно, напряжение +3,3В получают из +5В с помощью параметрического стабилизатора на полевике.
Я понимаю к чему Вы клоните, но пусть, даже, эта цепь окажется со своими старыми потерями, но устранение динамических потерь у транзисторов, других выпрямителей, трансформатора и дросселей, электролитических конденсаторов снизит общие потери и, всё равно, повысит КПД.
С другой стороны, берем "обычный" 200-ваттный полумост с Uвых = 48В, на компонентах которого сильно не экономили (хорошие полевики, диоды, трансформатор и т.д.) КПД за 90% -- без всякого резонанса. И что даст его "переделка", кроме весьма вероятного уменьшения КПД?
Дело в том, что такой блок будет очень дорого стоить.
А почему КПД должен уменьшится?
Но и в этом случае, КПД вырастет. Для ИБП существует понятие оптимизированной нагрузки. То есть, КПД блока может достигать максимальных значений только в узком интервале мощностей нагрузки.
КПД меняется по всему диапазону изменения допустимой мощности.
С уменьшением выходной мощности КПД блока сильно падает.
Переход на резонанс, расширит пределы мощностей при высоком КПД.
Пять конденсаторов К78-2 10нФ/2кВ последовательно. Здровенная бандура, размер каждого 32х16х24.
А зачем? Один конденсатор на пару тысяч пик имеет большее допустимое напряжение. Это для больших емкостей допустимое напряжение меньше.
К тому же, этот случай крайний. Это когда напряжение на трансформаторе хочется увеличить в пару раз по сравнению с напряжением питания. Обычно, конденсатора достаточно одного, так как напряжение на нём не превышает 200-250В.
Скажите, какой должна быть индуктиность (точную цифру), если раб. частота 50кГц например. При емкости конденсаторов 0.01мкФ. Зачем я это спрашиваю, потом объясню...
Не скажу, по той прстой причине, что нужно ещё учитывать сопротивление нагрузки.
Но Вы можете сами расчитать и промоделировать.
Сопротивление нагрузки пересчитываете в цепь первичной обмотки трансформатора. Расчёт ведите по максимальной необходимой выходной мощности. В простейшем случае, реактивные сопротивления первичной обмотки, дросселя и конденсаторов должны быть равны этому сопротивлению. Исходя из этого, вычислите ёмкости и индуктивности.
Индуктивность вторичной обмотки вычислите из индуктивности первичной, с учётом коэффициента трансформации напряжения.
Зтем поиграйте, увеличивая индуктивность дросселя в 2-3 раза, и, соответственно, уменьшая в 2-3 раза ёмкость конденсатора продолной компенсации (ёмкость, последовательно с дросселем).
"Вот-вот, это проще чем делать резонансный блок. И надежней скорее всего."
В любом случае, это полумера. Это позволит избавиться только от радиаторов транзисторов, а резонанс позволит уменьшить потери во всех элементах. Если ещё и полевики поставить вместо биполярных...
В общем, нужен комплексный подход.
Только полевики идеализировать не стоит, при прочих равных статические потери у них намного больше, по сравнению с бип. транзисторами. И сопротивление канала растет примерно в 2 раза при нагреве кристалла до 125 градусов.
Но полевики не имеют ограничения по снижению статических потерь путём параллельного соединения. Я как то прикидывал на досуге, сколько и каких транзисторов потребуется для реализации ИБП на 1кВт. В условиях задачи - отсутствие радиатора. Точно уже не помню, но вроде получилась мостовая схема инвертора по 5 штук полевиков в плече (корпус ТО-247). То есть, 20 транзисторов. Расположив их рядом вертикально на одной плате, получились размеры, равные рсзмеру радиатора для транзисторов в современных ИБП для РС.
Расчитывать на 125 градусов, думаю, не резон.
Я исхожу из 80 градусов максимум. При этом превышение получается в 1,5 раза. А практика показывает, что такие исходные условия оказываются выбранными с запасом. То есть, реально, температура оказывается меньше.
"Прямое падение напряжения на диодах никуда не денется, а токи в комп. БП до нескольких десятков ампер."
Но можно уменьшить их нагрев за счёт исключения динамических потерь...
К стати, не смог найти такой параметр как время восстановления обратного сопротивления для диодов Шотки. Кто знает?
Для всех диодов есть, а для Шотковских нету.
Что Вы подразумеваете под "современной элементной базой"? Я, например - импортные полевые транзисторы и диоды Шоттки.
Прошу прощения. Допустил двусмысленность... В данном случае я имел в виду теперешнее состояние ширпотребовских блоков. Тот набор деталей в них, которые как были 5 лет назад, так и остались...
"При таких условиях, на частотах менее 100кГц использовать резонансные инверторы нет никакого смысла. Будете спорить?"
Буду. Только не спорить, а искать причины, препятствующие этому.
Просто я не вижу какой то особой границы. Почему именно 100кГц?
Повышают частоту для улучшения массогабаритных показателей, исходя из возможностей элементной базы.
Но если расчитать резонансный блок, скажем на 50кГц, с выходной мощностью 600Вт, то вопрос сборки трансформатора заставляет чесать затылок... Потребовалось как то. Индуктивность первичной обмотки получилась 75 мкГн. Для примера - индуктивность первичной обмотки трансформатора Кодегеновского БП на 250Вт оказалалсь 5,6 мГн, или 5600 мкГн. И это при 40 витках! Если мотать такую первичку на сердечнике от компа, то потребуется: 5600/75=75, корень из 75 = 8,7, теперь 40/8,7=5 витков... Сколько же тогда вторичные обмотки будут содержать витков - половинки и четвертинки?..
Смех смехом, но хоть вообще от трансформатора отказывайся, и делай как в ВЧ усилителях - полосковые линии, ШПТЛ (широкополосный трансформатор на основе линии передачи)...
Правда, можно феррит взять с меньшей проницаемостью...
Но это уже не из области переделки готового компового блока.
Вот в некоторых комп. БП, особенно "китайских", используется самые дешевые и далеко не самые "продвинутые" компоненты (те же биполярные транзисторы). Однако, почему разработчики комп. БП "не додумались" применить резонансный инвертор? Как же так, ведь как Вы говорите, три лишних компонента всего лишь, огромный рост КПД...
Ну конечно... иш, чего захотели... это для них баснословно дорого.
Ведь, для них дорого поставить сетевой фильтр (необходим же?), который и расчитывать не нужно - заводом выпускаются в виде готового блочка, или диоды выпрямителя с бОльшим допустимым током... На пластмассовых кольцах (через которые провода выходят из блока) экономят, а выхотите, что бы они ещё ломали голову на расчётом фильтра?
У них вопрос ставится иначе. Это не каких то там три детали, а АЖ ТРИ ДЕТАЛИ...
Пример - в жкрнале "Радио" №2 за 1996 год есть статья о псевдорезонансном перобразователе напряжения...
Обычно употребляют название "квазирезонансный", а не псевдо
Я, просто, подтрунить хотел. Потому и название взял не в кавычки...
Применить частотное регулирование и не использовать полный резонанс? Не понятно... Но, как говорится, автору виднее. Одно радует - есть попытки.
Вот Вы сами ответили на заданный выше вопрос. Не можно, а нужно поставить. Что мешает?
Вот сами же пишите :
"В инете уже есть переделки, позволяющие избавиться от радиаторов транзисторов простой заменой самих транзисторов на полевые."
Само собой - нужно. Только я показывал, что даже при старых деталях можно получить хорошие характеристики, при переходе на резонанс.
И зачем полевикам резонанс на частоте меньше 100кГц, например? Хотите увеличить и без того большие статические потери и уменьшить КПД?
А почему статические потери вырастут?
И почему КПД должен уменьшиться?
Доля потерь всех основных элементов (трансформатор, транзисторы, диоды) составляет 3%-5% от мощности блока. Введение фильтра, имеющего потери 2-3%, уменьшит на пару процентов потери во всех других элементах. В результате, общий КПД станет больше.
Вообще с полевиками (точнее, с их паразитными диодами) в резонансных преобразователях связана одна довольно пакостная проблемка. Какая, знаете?
Интересно было бы услышать...
Согласен с ЮХ-ой.
Единственная польза от конференций - получить ответ "Да" или "Нет" на вопрос "А можно ли...".
Вообще то, я сам себе противоречу. Если бы я был с этим согласен, то не искал бы истину столь упорно.
Согласен, расчёт устойчивости необходим. Но во первых, при установке фильтра мне не пришлось ничего подстраивать и пересчитывать устойчивость. Совпадение?
Может быть и закономерность такая. Только без расчета это все догадки, он нужен обязательно, если подходить к делу серьезно. Под конкретную схему, с конкретными номиналами и диапазоном нагрузки.
При синусоидальном токе (напряжении) скорость изменения тока в тех же участках цепи становится значительно меньше. При том же быстродействии схемы регулирования, ей легче отслеживать изменения выходного напряжения при изменении нагрузки.
Ошибаетесь, это как раз значения не имеет. Частота среза петли ОС всегда много меньше рабочей частоты инвертора. Почитайте все-таки (когда время будет), что в тех ссылках буржуины пишут.
Посмотрите любительские схемы ИБП в инете и журналах ("Радио", например). Вы вряд ли найдёте рекомендации по расчёту устойчивости схемы стабилизации
Лучше не буду говорить, что думаю по этому поводу. Кто-нибудь обидится, чего доброго.
А приведенные значения установленных цепочек взяты из схем промышленных блоков или из даташитов на саму МС контроллера.
Там их всегда рассчитывают. Под конкретный БП. Каким образом рассчитывают - я ссылки привел, это документация как раз для разработчиков РЭА. Выдергивать номиналы элементов и структуру цепей частотной коррекции из одной схемы и вставлять в другую нельзя категорически.
И почему "неправильно рассчитанный преобразователь"?
Это шутка была, следствие из того что Вы сказали - "в умных книжках пишут, что в правильно рассчитанном преобразователе динамические и статические потери должны быть примерно равны". Значит резонансные преобразователи - неправильные по определению.
Далее Вы строчек 20-30 спорите непонятно с кем. Проще было подождать моего ответа
Статья называтся "Сравнительный анализ способов регулирования светового потока люминесцентных ламп". В ней рассматриваются способы регулирования мощности в резонансных балластах, в том числе и ШИМ.
Думаете там LC контур для снижения динамических потерь?
>>А тут Вы сами делаете неверное обобщение. Прямо лозунг какой-то, из раза в раз повторяете...
Почему же не верное? Приведите расчёты, пожалуйста.
Потому что нельзя утверждать, что динамические потери много больше статических, не оговаривая элементную базу и рабочую частоту. Если хотите пример, доказывающий это мое утверждение, с удовольствием его приведу.
устранение динамических потерь у транзисторов, других выпрямителей, трансформатора и дросселей, электролитических конденсаторов
Слишком длинный список у Вас получился, в азарте спора ! Основными факторами, влияющими на потери в ВЧ трансформаторе, являются:
1) Сопротивление обмоток, с учетом скин-эффекта и эффекта близости, и эффективный ток через эти обмотки.
2) Размах индукции в магнитопроводе и частота.
Для электролитических конденсаторов определяющая величина - эквивалентное последовательное сопротивление и эффективный ток через него.
Ничего из вышеперечисленного в резонансном инверторе не ликвидируется, эти потери лишь только несколько изменяются.
Сейчас, обычно, напряжение +3,3В получают из +5В с помощью параметрического стабилизатора на полевике.
По-разному его получают - как вариант, за счет импульсного стабилизатора, ключевой элемент которого - магнитный усилитель. Я про обычный выпрямитель говорил, смысл Вы поняли правильно. Выходное напряжение влияет на КПД самым непосредственным образом.
Дело в том, что такой блок будет очень дорого стоить.
По сравнению с "китайским" барахлом, безусловно
А почему КПД должен уменьшится?
Может уменьшится. Увеличиваются статические потери + дополнительные потери на "добавленных" элементах.
Это когда напряжение на трансформаторе хочется увеличить в пару раз по сравнению с напряжением питания. Обычно, конденсатора достаточно одного, так как напряжение на нём не превышает 200-250В.
Хотите всех запутать ? Сначала приводите расчет обратного напряжения на диодах, и получаете меньшие значения, чем в исходном БП. Хорошо, допустим. Теперь говорите, что напряжение на конденсаторе (=первичной обмотке) может достигать 200-250В. Трансформатор тот же самый, не перемотанный. Серьезная нестыковка, однако.
Не скажу, по той простой причине, что нужно ещё учитывать сопротивление нагрузки.
Я ведь неспроста вопрос задал Откуда Вы взяли емкость 0.01мкФ, если не можете назвать индуктивность? Ведь эти величины связаны непосредственно.
Сопротивление нагрузки пересчитываете в цепь первичной обмотки трансформатора. Расчёт ведите по максимальной необходимой выходной мощности. В простейшем случае, реактивные сопротивления первичной обмотки, дросселя и конденсаторов должны быть равны этому сопротивлению. Исходя из этого, вычислите ёмкости и индуктивности.
Хорошо, давайте воспользуемся предложенной Вами "простейшей" методикой. Коэфф. трансформации по 5-вольтовой обмотке примерно 10 (40/4) - трансформатор стандартный. Будет считать, что вся нагрузка сосредоточена в цепи 5В (для упрощения). Макс. выходной ток берем 20А. Сопротивление нагрузки в пересчете на первичную обмотку = (5В/20А)*10 = 2.5 ом. Рабочая частота комп. БП обычно порядка 40кГц, для "круглости" возьмем 50кГц. Считаем индуктиность и емкость: L = 8мкГн, C = 1.3мкФ. Совсем не те цифры о которых Вы говорите, не находите ? Даже если сопротивление было бы больше на порядок, совсем не те цифры...
Но можно уменьшить их нагрев за счёт исключения динамических потерь...
К стати, не смог найти такой параметр как время восстановления обратного сопротивления для диодов Шотки. Кто знает? Для всех диодов есть, а для Шотковских нету.
Еще бы ! Обратного восстановления у диодов Шоттки ВООБЩЕ нет как такового. Вы говорите о снижении динамических потерь на диодах, даже не представляя себе их величину!
Просто я не вижу какой то особой границы. Почему именно 100кГц? Повышают частоту для улучшения массогабаритных показателей, исходя из возможностей элементной базы.
У нас тут разговор о переделке как бы. Если делать резонансный БП "с нуля", нет смысла так ограничивать частоту. Вы может быть не совсем правильно понимаете мою точку зрения. Поясню: я считаю, что резонансные инверторы имеют свою нишу. А вот переделка обычных БП в резонансные - хороший способ поиметь проблемы.
Правда, можно феррит взять с меньшей проницаемостью...
Но это уже не из области переделки готового компового блока.
Погодите, что мешает регулировать индуктивность зазором?
что бы они ещё ломали голову на расчётом фильтра?
Разработчики этих БП отнюдь не глупые люди и голову они не сломают, зря Вы так думаете
Доля потерь всех основных элементов (трансформатор, транзисторы, диоды) составляет 3%-5% от мощности блока.
Опять 25. Говорил уже, потери на диодах зависят от выходного напряжения и легко могут превышать 10% от мощности блока.
А почему статические потери вырастут?
Увеличится эффективный ток через ключи. Или непонятно почему он увеличится?
>>Вообще с полевиками (точнее, с их паразитными диодами) в резонансных преобразователях связана одна довольно пакостная проблемка. Какая, знаете?
Интересно было бы услышать...
Суть проблемы в следующем: встроенные (паразитные) диоды высоковольтных полевиков имеют ОЧЕНЬ большое время обратного восстановления. Обычно порядка 500нс. При работе в резонансном инверторе на частотах более 100кГц динамические потери из-за этих диодов резко растут, более того, зафиксированы случае отказов БП. Происходит это потому, что не успевший закрыться диод создает сквозной ток точно так же, как если бы периоды открытого состояния ключей перекрывались. Для борьбы с этим ток через встроенный диод должен быть исключен полностью. Делают это за счет включения последовательно с полевиком диода Шоттки, а параллельно получившейся цепи включают высоковольтный быстрый диод с trr < 100нс. Итог - довольно-таки существенно усложнение конструкции. Это не мои домыслы - если хотите, приведу ссылки (опять на английском -- не для "понта", просто объем научной информации на английском языке на несколько порядков больше, чем в русскоязычном интернете).
Единственная польза от конференций - получить ответ "Да" или "Нет" на вопрос "А можно ли...".
Это вряд ли, ответ "Да"/"Нет" мало интересует обычно, без ссылок или каких-то комментариев. Так же как и ответы не по существу.
Страсть к письму
Только без расчета это все догадки, он нужен обязательно, если подходить к делу серьезно. Под конкретную схему, с конкретными номиналами и диапазоном нагрузки.
Согласен.
Лучше не буду говорить, что думаю по этому поводу. Кто-нибудь обидится, чего доброго.
Да ни кто не обидится. В любой авторской статье есть данные, не полученные потом и кровью самого автора, а взятые из других источников. И это нормально.
Выдергивать номиналы элементов и структуру цепей частотной коррекции из одной схемы и вставлять в другую нельзя категорически.
Мало кто заморачивается специальным расчётом.
Вы сказали - "в умных книжках пишут, что в правильно рассчитанном преобразователе динамические и статические потери должны быть примерно равны". Значит резонансные преобразователи - неправильные по определению.
Нашёл вчера. Привожу дословно:
Моин В.С.
Стабилизированные транзисторные преобразователи.
М.: Энергоатомиздат, 1986. - 376с.
1,5 Особенности применения основных элементов.
"В правильно спроектированном преобразователе динамические потери должны быть меньше или соизмеримы со статическими потерями.
Это достигается выбором соответствующего типа и количества транзисторов , частоты коммутации или использованием дополнительных RCL-цепочек, улучшающих траекторию рабочей точки."
(стр.25)
Вроде как не совсем то, что я говорил ранее. Но я буду утверждать, основываясь на собственном опыте, что в реальных инверторах, динамические потери много больше статических. И именно они определяют тепловой режим транзисторов.
Выражение справедливо только для низких питающих напряжений.
Вот ещё цитата по диодам из справочника Найвельта:
"Следует отметить, что при увеличении частоты преобразования динамические потери возрастают и становятся соизмеримыми или даже превышают потери в диоде в прямом направлении. Например, на частоте 100кГц..."
Думаете там LC контур для снижения динамических потерь?
Нет, конечно. Но он стоит, и определяет режим работы инвертора - резонансный. Единственное его отличие (точнее - два) - работа на постоянную нагрузку и отсутствие стабилизации (в простых схемах).
К слову сказать, элементы балласта расчитываются именно с учётом их работы в резонансе, а неправильная настройка увеличивает потери и нагрев транзисторов и, как следствие, сокращает сорк службы балласта. Этим грешат дешёвые лампочки.
Потому что нельзя утверждать, что динамические потери много больше статических, не оговаривая элементную базу и рабочую частоту. Если хотите пример, доказывающий это мое утверждение, с удовольствием его приведу.
Да с полевиками такая же ситуация. Просто, меньшее время включения и выключения у них, уменьшает динамические потери по сравнению с биполярными.
Но как я не считал - не получается сделать эти потери ниже статических.
Может формула неправильная или старая?
Да и практически, на макете специально гонял - результат тот же. Единственное условие радикального снижения динамических потерь - снижение частоты. Но требуется то не ниже 20-30кГц. А в этом случае жинамические начинают преобладать.
Конечно, приведите свой пример. Желательно до конца дня, если можно...
...Для электролитических конденсаторов определяющая величина - эквивалентное последовательное сопротивление и эффективный ток через него.
Ничего из вышеперечисленного в резонансном инверторе не ликвидируется, эти потери лишь только несколько изменяются.
Есть разница для электролитического конденсатора - сглаживать напряжение при импульсном токе через него или при синусоидальном?
Дело в том, что такой блок будет очень дорого стоить.
По сравнению с "китайским" барахлом, безусловно
Вот и был предложен вариант. Один из...
Может уменьшится. Увеличиваются статические потери + дополнительные потери на "добавленных" элементах.
Статические не увеличиваются.
Понятно, что расчёт простой - чем больше элементов, тем больше потери.
Иногда доходит до парадоксов. Установка фильтра сразу повышает КПД. Есть одна зависимость - чем хуже изготовлен (расчитан?) трансформатор, тем больший прирост КПД при установке фильтра.
Это когда напряжение на трансформаторе хочется увеличить в пару раз по сравнению с напряжением питания. Обычно, конденсатора достаточно одного, так как напряжение на нём не превышает 200-250В.
Хотите всех запутать ? Сначала приводите расчет обратного напряжения на диодах, и получаете меньшие значения, чем в исходном БП.
Ни в коем случае. Просто очень много хочется сказать и сразу...
Так они (напряжения)на самом деле, на диодах, меньше. Даже
элементарный расчёт это подтверждает.
...Хорошо, допустим. Теперь говорите, что напряжение на конденсаторе (=первичной обмотке) может достигать 200-250В. Трансформатор тот же самый, не перемотанный. Серьезная нестыковка, однако.
Имелось в виду напряжение на последовательном конденсаторе.
Чуть подробней.
Параллельно первичке конденсатор не трогаем. Этот параллельный контур - константа. Теперь, меняя реактивное сопротивление элементов последовательного контура (сохраняя резонанс), изменяем и напряжение
на его элементах.
Если индуктивности дросселя и трансформатора равны (емкости, соответственно, то же), то напряжение на элементах то же одинаково: на первичке - 200В, и на дросселе с конденсатором последовательного контура - 200В.
Если увеличить индуктивность дросселя (только его) в два раза, то ёмкость последовательного конденсатора придётся уменьшить в два раза.
При этом, напряжения на этом дросселе и этом конденсаторе увеличаться почти в два раза, то есть, станут по 400В (примерно).
На первичке напряжение, практически, останется тем же - 200В.
Но улучшится фильтрация. Ведь она пропорциональна отношеню индуктивности дросселя к индуктивности первички.
Дополнительно, это позволяет увеличить напряжение и на первичке. Но для этого нужно немного пересчитать параллельный контур.
Я ведь неспроста вопрос задал Откуда Вы взяли емкость 0.01мкФ, если не можете назвать индуктивность? Ведь эти величины связаны непосредственно.
Естественно, связаны. При той же ёмкости и разных сопротивлениях нагрузки, индуктивности будут разными. Чуть не забыл - ещё и от коэффициента трансформации зависит.
По этому я и сказал, что не могу - мало данных.
А ещё, ведь, можно и наоборот - взять другую ёмкость (не захотели на 0,01мкФ), и пересчитать индуктивность под имеющийся коэффициет трансформации и сопротивление нагрузки.
Хорошо, давайте воспользуемся предложенной Вами "простейшей" методикой. Коэфф. трансформации по 5-вольтовой обмотке примерно 10 (40/4) - трансформатор стандартный. Будет считать, что вся нагрузка сосредоточена в цепи 5В (для упрощения). Макс. выходной ток берем 20А. Сопротивление нагрузки в пересчете на первичную обмотку = (5В/20А)*10 = 2.5 ом. Рабочая частота комп. БП обычно порядка 40кГц, для "круглости" возьмем 50кГц. Считаем индуктиность и емкость: L = 8мкГн, C = 1.3мкФ. Совсем не те цифры о которых Вы говорите, не находите ? Даже если сопротивление было бы больше на порядок, совсем не те цифры...
Во превых, неправильно. Приведенное к первичной обмотке сопротивление нагрузки равно квадрату коэффициента трансформации. Если коэффициент трансформации 40/4=10, то приведенное сопртивление будет равно 0,25*100=25 Ом. А так, всё правильно.
Во вторых, Я же говорил, что комповый блок переделывал под своё напряжение. По этому, ёмкость 0,01мкФ - как пример.
По той методике, что я привёл, нужно пересчитать все элементы для использования в компе.
Это потом. Для начала, возьмите какое нибудь, интересное для себя, значение мощности нагрузки, напряжения и расчитайте фильтр. Промоделируйте на компе, потом скажите, что Вы об этом думаете.
Так, глядишь, и придумаем способ...
Еще бы ! Обратного восстановления у диодов Шоттки ВООБЩЕ нет как такового. Вы говорите о снижении динамических потерь на диодах, даже не представляя себе их величину!
Серьёзно? Вот, не знал...
Так что, выходит, и динамических потерь у них нет? От чего же они так греются? При токе нагрузки 20А, ток одного диода - 10А. При падении напряжения на них 0,6В, получаем мощность статических потерь 10*0,6=6Вт. Разделить на два (пол периода работает) и умножить на два (оба диода в одном корпусе) - получается 6Вт на корпус...
Тогда остаются другие диоды...
Так это же хорошо! Так как при резонансе появится возможность заменить на Шотковские, диоды в ыпрямителе +12В. В таком случае есть смысл заменить и диоды в выпрямителях -12В и -5В.
Погодите, что мешает регулировать индуктивность зазором?
Пределы регулировки. Сердечник трансформатора имеет магнитную проницаемость... сколько? предположим у импортного - 2500.
Индуктивность пропорциональна корню квадратному из проницаемости.
Значит, если вообще убрать сердечник, то проиницаемость уменьшится до нуля, а индуктивность уменьшится в 50 раз и станет 5600мкГн/50=112мкгн.
А нужно было 75мкГн.
Или я снова не правильно считаю?
Разработчики этих БП отнюдь не глупые люди и голову они не сломают, зря Вы так думаете
Да что Вы, мне бы ихнего ума процентов несколько...
Тут простая логика. Если они не ставят необходимый сетевой фильтр, то будут ли они переводить блок в резонанс? Однозначно - нет.
Опять 25. Говорил уже, потери на диодах зависят от выходного напряжения и легко могут превышать 10% от мощности блока.
Я лишь оперирую известными данными.
Цитата из справочника Г.С.Найвельта "Источники электропитания РЭА":
"Ориентировочное распределение мощности потерь в основных элементах... (в процентах от выходной мощности):
Силовые транзисторы - 5-6%
Трансформаторы - 4-5%
Схема управления - 3-4%
Выпрямитель с фильтром - 4-5%
Общие потери составляют 16-20% (КПД=84-80%).
...для повышения КПД следует стремиться уменьшать потери во всех узлах преобразователя поскольку они примерно одинаковые. Уменьшение потерь в каждом узле всего на 1% повысит КПД в целом до 88%."
А почему статические потери вырастут?
Увеличится эффективный ток через ключи. Или непонятно почему он увеличится?
Предположим, ток транзисторов 4А, меандр. Эффективное - то же 4А.
При синусе увеличится только амплитудное значение - 4*1,41=5,64А, но для расчёта статических потерь будет фигурировать та же цифра - 4А.
При работе в резонансном инверторе на частотах более 100кГц динамические потери из-за этих диодов резко растут...
Происходит это потому, что не успевший закрыться диод создает сквозной ток точно так же, как если бы периоды открытого состояния ключей перекрывались.
В принципе, понятно. И что, диод мешает именно при резонансе?..
В обычном - согласен. А при переключении транзистора при нулевом токе через него (резонанс) этот диод не мешает.
В любой авторской статье есть данные, не полученные потом и кровью самого автора, а взятые из других источников
Например, с потолка
Стабилизированные транзисторные преобразователи. М.: Энергоатомиздат, 1986. - 376с.
Достаточно года издания. Цитату можно было не приводить. Автор ориентировался на отечественную элементную базу 70-х -- начала 80-х, этим все сказано.
Следует отметить, что при увеличении частоты преобразования динамические потери возрастают и становятся соизмеримыми или даже превышают потери в диоде в прямом направлении. Например, на частоте 100кГц..." (Найвельт)
Опять забываете о прогрессе.
Конечно, приведите свой пример. Желательно до конца дня, если можно...
Пожалуйста. IRF840 (500В/8А), коммутирует ток 5А со скважностью 2 на частоте 50кГц. Напряжение 300В. Сопротивление канала с учетом нагрева 1.5ом. Время нарастания/спада 20нс. Статические потери 19Вт, динамические потери 1.5Вт.
IRFP460 (500В/20А), коммутирует ток 10А со скважностью 2 на частоте 50кГц. Напряжение 300В. Сопротивление канала с учетом нагрева 0.5ом. Время нарастания/спада 60нс. Статические потери 25Вт, динамические потери 9Вт.
Есть разница для электролитического конденсатора - сглаживать напряжение при импульсном токе через него или при синусоидальном?
В обычном полумостовом инверторе ток через конденсаторы на выходе треугольный (за счет дросселя, в режиме неразрывного тока). В резонансном - не синусоидальный, строго говоря.
Имелось в виду напряжение на последовательном конденсаторе.
Я так понял, Вы имели в виду, что напряжение на первичке такое же. Что и подтверждаете: напряжение на элементах то же одинаково: на первичке - 200В, и на дросселе с конденсатором последовательного контура - 200В.
Обратное напряжение на диодах теперь посчитайте, исходя из коэфф. трасформации. И напряжение на выходах тоже. Говорю же, нестыковка у вас серьезная.
Естественно, связаны. При той же ёмкости и разных сопротивлениях нагрузки, индуктивности будут разными.
Ваши слова: "Если выбрать индуктивность дросселя такой же как и трансформатора, то ёмкости будут одинаковыми (~0,01мкФ) и напряжения на них не превысят 200В.". Теперь говорите, что индуктиности эти при ФИКСИРОВАННОЙ емкости зависят от нагрузки. Я вообще перестаю Вас понимать.
Приведенное к первичной обмотке сопротивление нагрузки равно квадрату коэффициента трансформации. Если коэффициент трансформации 40/4=10, то приведенное сопртивление будет равно 0,25*100=25 Ом
Верно, это меня проглючило. С учетом поправки, получается 80мкГн и 0.16мкФ. Все равно 0.16мкФ + 200В + 50кГц = огромный конденсатор.
Во вторых, Я же говорил, что комповый блок переделывал под своё напряжение. По этому, ёмкость 0,01мкФ - как пример. По той методике, что я привёл, нужно пересчитать все элементы для использования в компе.
Пример был приведен Вами с целью доказать, что конденсатор все-таки не очень большой. Выходит, все построения относительно БП для компьютера чисто умозрительные. Может быть его вообще крайне трудно переделать таким способом?
Так что, выходит, и динамических потерь у них нет? От чего же они так греются?
Динамические потери очень малы (на частотах, о которых идет речь), и связаны, например, с перезарядом емкости. Греются от прямого и обратного тока. Обратный ток очень большой, по сравнению с обычными диодами.
Разделить на два (пол периода работает) и умножить на два (оба диода в одном корпусе) - получается 6Вт на корпус...
Ошибка у Вас, 12Вт будет на этом корпусе. Работу каждого диода в течении 1/2 периода Вы УЖЕ учли выше, а потом еще раз поделили мощность на два...
Тогда остаются другие диоды...
Для которых trr может быть менее 50нс, если использовать современную элементную базу.
Так как при резонансе появится возможность заменить на Шотковские, диоды в ыпрямителе +12В.
Заменить пробовали? Думаю, будут проблемы с надежностью.
Я лишь оперирую известными данными. Цитата из справочника Г.С.Найвельта "Источники электропитания РЭА":
Зря оперируете, т.к. речь идет о низких выходных напряжениях и КПД выпрямителя резко снижается. Повторяю уже юбилейный раз.
Предположим, ток транзисторов 4А, меандр. Эффективное - то же 4А. При синусе увеличится только амплитудное значение - 4*1,41=5,64А, но для расчёта статических потерь будет фигурировать та же цифра - 4А.
Лихо это у Вас получилось, подумайте еще раз.
И что, диод мешает именно при резонансе?..
Да, именно такая информация мне встречалась. В т.ч. на сайтах производителей полевиков.
В обычном - согласен. А при переключении транзистора при нулевом токе через него (резонанс) этот диод не мешает.
Вы не поняли суть проблемы. Диод не успевает восстановить способность блокировать обратное напряжение.
При этом расчетная мощность дросселя фильтра уменьшается вдвое, силового трансформатора на 20% (или потери в меди на 40%), уменьшается ток силовых транзисторов и входных конденсаторов на 40%"
Уменьшается ОТНОСИТЕЛЬНО чего? Я так понял, относительно того же резонансного инвертора, в котором применен дополнительный дроссель. Так что не кассу цитата.