Дизайн народного RLC-метра (RLC-3)

GM: Для i От 0 До 127 Сделать
Если (Условие(i)) ЦветОбъекта(i)=красный

А если мышку навели на Объект(i), то передать некой функции данный номер (i), чтобы вывести на экран калибровочные коэффициенты данного объекта.
Ну да, так и будет
Вот код заполнения таблицы и некоторой начальной инициализации:

void __fastcall TForm1::FormActivate(TObject *Sender)
{
StringGrid1->Options.operator <<(goEditing)<<(goTabs); StringGrid1->ColCount=8;
StringGrid1->RowCount=16;
StringGrid1->FixedCols=0;
StringGrid1->FixedRows=0;
StringGrid1->DefaultColWidth=24;
StringGrid1->DefaultRowHeight=24;
StringGrid1->Width=201;
StringGrid1->Height=401;
StringGrid1->ScrollBars=ssNone;
for(int j=0;j<StringGrid1->RowCount;j++)
for(int i=0;i<StringGrid1->RowCount;i++)
{
StringGrid1->Cells[j][i]=IntToStr(i*8+j);
}
}

Ох, чувствую, погонят нас сейчас с этой темы за злостный оффтоп...

GM:
Это не вы модератор на майкрочипсу
Не-а..
И, честно говоря, я там вообще редко бываю..

Еще матеметика,
В обоих RLC применены tl08x. Их шум в районе 18nV/sqrt(Hz). При полосе 1 усиления в 3MHz.
Далее применены 2 усилителя на 10.Следовательно полоса усилителя будет около 300KHz.
TL08x применены во входных повторителях и усилителе в первом варианте, и везде во втором варианте.
В первом варианте шум определяется 2 первыми повторителями. Во втором - двумя повторителями и усилителем - всего тремя усилителями. То есть в первом варианте входной шум порядка 18*sqtr(2)=25 во втором 18*ыйке(3) = 30. Умножаем на корень полосы усилителя и получаем 25*550 30*550. 14uV 17uV эфеективного значения. То есть оба прибора по шуму близки. От пика до пика это будет примерно в 8 раз больше 110-130uV или 55-65uV амплитуды. После этого этот шум проходит в худшем случае 100 * 4 (или 5) кратное усиление и превращается в 24mV шума на входе АЦП в первом случае и на входе синхронного детектора во втором случае. Удвоенный размах 48mV.
Далее для 1 варианта. При 2,5V опорном сигнале имеем 2,5/50mV=50 раз превышение всей шкалы сигнала над шумом. Один квант АЦП 2,5mV, шум 20 квантов.
Во втором варианте входной шум примерно такой же но в связи большим количеством разрядо в АЦП в его попугаях это получится гораздо длиннее.
К чему это приводит. При сигнале на измеряемом сопротивлении равном входному шуму показания будут мягко сказать скакать. Разрешающая способность определяется определяется не примененным АЦП а шумом входного усилителя. В нашем случае ток через резистор равен около 0,6/100=6mA от пика до пика.
60uV/6mA = 10mOm. Это будет оценкой минимального значения измеряемого сопротивления без последующей обработки.

Но последующая обработка применена в обеих случаях. В первом варианте это осреднение по 20 отсчетов на период * 40 периодов = 800 точкам. При увеличении числа измерений и осреднении отношение сигнал/шум увеличивается как квадратный корень из увеличения количества измерений (не знаю как тут учесть, что кроме суммирования есть еще и перемножение на sin-cos поэтому опускаю).sqtr(800)=28. поэтому отношение сигнал-шум улучшается в 28раз. Разрешающая способность возрастает до 0.3-0.4 mOm. В этих пределах согласно теории будут прыгать показания первого прибора при измерении сопротивления ( или ESR).
Отсюда видны пути улучшения первого прибора и вообще измерителя с оцифровкой и последующим усреднением цифровыми методами - увеличить количество отсчетов. При 10000 отсчетах С/Ш увеличится до 100 ну и так далее. Поэтому имеет смысл применять более быстродействующие АЦП с увеличением количества отсчетов на периоде и общего времени измерения,
Кстати совсем непонятно почему бытует мнение, что применение контроллера с умножителем как то волшебным образом скажется на скорости измерения. Применять умножение каждого отсчета на sin-cos нет необходимости. Мы имеем периодическое колебание и в одинаковые части периода значение синуса будет также одинаковым. Поэтому можно просто проссуммировать значения отсчетов в счетчики по количеству отсчетов на период, а уже после окончания измерения произвести обработку. Так что количество умножений сокращается и их вклад в общее время до отображения результата также сокращается.

Во втором приборе применено осреднение аналоговыми методами.Оно выполняется на интегрирующих цепочках с ограничением полосы в 200Hz, и собственно самим АЦП время измерения которого 0,16s. И за все это время измерения АЦП производит усреднение. Так что полоса сужается еще сильнее и составляет примерно 1/время измерения = 1/0.16 = 6Hz. После вычисления результирующего шума остается 30*sqrt(6) = 75nV шумового сигнала. 75nV/3mA = 25uOm . Теоретическая разрешающая способность второго прибора раз в 100 лучше.

Вообще то оба метода осреднения должны быть эквивалентны. Я был поражен увидив эти результаты. Где то происходят потери сигнала или отсчетов сигнала. Я думаю, что потери происходят в дискретности получения отсчетов. Ведь выборка сигнала АЦП происходит не непрерывно а дискретно, в короткие интервалы времени. То время что АЦП не выбирает сигнал тратится впустую в первом варианте.
Исходя из вышеприведенных рассуждений я пришел к выводу, что применение 24 разрядных АЦП не даст реального улучшения разрешающей способности. Кроме того синхронный выпрямитель с последующим ФНЧ теоретически дает гораздо лучшие результаты цифрового суммирования.

Из выкладок видно также, что оправдано применение малошумящих усилителей на входе. Уменьшение плотности шума в 2 раза вызовет такое же улучшение разрешеющей способности или сокращение времени измерения в 4 раза.

В случае разработки прибора по первому варианту необходимо также как и во вотором использовать АЦП с интегрированием без устройства выборки-храниения, например сигма-дельта, что бы происходило постоянное усреднение сигнала. В этом случае при измерении будет использован весь полезный сигнал.

1) Не могу представить себе современный ацп без устройства выборки-хранения. Оно обязано быть, в том или ином виде, иначе нельзя получить более-менее точный отсчёт в заданный момент времени.

2) По ДПФ у вас неправильные выкладки. Для первого варианта прибора (20 точек на период, 40 периодов, входная частота 1 кГц) частота выборки составит 20 кГц, разрешение (расстояние между спектральными линиями ДПФ) 20000/800=12,5 Гц. Вот эту полосу надо рассматривать при анализе. Напряжение шумов ОУ в данной полосе, приведенное ко входу Uш=18*sqrt(12,5)=63 нВ. С учётом того, что вход дифференциальный Uш=63*sqrt(2)=90 нВ. При Uгенератора=0,3В минимальный уровень сигнала для опорного сопротивления 1 кОм и измеряемого 0,1 Ом будет порядка 10 мкВ в той же полосе. Отношение с/ш=100=40 дБ, вполне приличная величина для измерения.

3) Подробно по варианту с СД не смотрел, скажу только, что вы взяли неверные исходные цифры: полоса интегрирующих цепочек равна 32 Гц, а время усреднения примененного ацп - 100 мс, что эквивалентно 10 Гц.

4) Ваши выводы неверны, поскольку преобразование Фурье для одной спектральной составляющей является самым оптимальным вариантом при прочих равных условиях.

Возможно и использование только цифровых методов для осреднения сигнала. Но в этом случае чатота выборки должна превышать полосу сигнала+шума в несколько раз. Для первого варианта это означает выборку с частотой 1MHz.
Но обычно так не поступают. Обычно аналоговыми методами снижают полосу измеряемого сигнала. Для измерения с частотой примерно 20kHz полосу сигнала сужают примерно в 3 раза до 7 kHz. Но я вижу здесь противоречие. При сужении полосы произойдет сдвиг фаз и уменьшение величины полезного сигнала. А это как раз то что нам нужно. Хотя этот сдвиг и уменьшение является постоянным и может быть учтено при дальнейших расчетах.