про лампы дневного света
Примерно так.
avb: Какой у Вас номинал резистора установлен в затворе полевиков? Номинал этого резистора влияет на потери при переключении полевика и на ток обратного востановления интегрированного диода транзистора.
Я бы сказал, очень сильно влияет... 
avb: Уберите снабер с выхода полумоста! Не нужен он, (при условии что у вас в затворе полевика резистор 15-24 Ома) греться транзисторы могут и из за него.
Я то же, сколько кручусь у этого снаббера, всё получается, что без него лучше - транзисторы греются значительно меньше.
Моделирование показывает, что с этим конденсатором появляются всплески тока через ключи в моменты переключения. Амлитуда не опасна (хотя и большая), но сильно увеличивает динамические потери в полевиках - в разы.
Получается, что если нет проверенного варианта с конкретным драйвером IR21** и конкретными полевиками (особенно, более мощными) для конкретной нагрузки, то оптимизация схемы является не тривиальной задачей...
При малых мощностях нагрузки смысла нет добиваться уменьшения потерь с 1Вт до 0,5Вт, и так всё работает а греется слабо. Но уменьшение потерь с 2Вт до 1Вт определяет, будут ли греться транзисторы, или нет.
Некоторые мысли по поводу использования ШИМ для регулировки мощности (светового потока) люминесцентных ламп.
Уже говорилось, что ШИМ регулирование оказывается самым лучшим из всех способов ( http://promel2000.narod.ru/svet_regul.htm ), однако при использовании простого инвертора такое регулирование не выгодно – сильно греются ключевые транзисторы.
«Curious» может подтвердить.
Проблема известная, и решается изменением схемы самого инвертора. Требуется, так называемый, коротящий ключ при использовании обычной полумостовой схемы инвертора, или переход на мостовую схему.
Но так как есть интерес использовать в качестве инвертора готовый блок питания компьютера, то возникают проблемы. Установка в готовый ИБП коротящего ключа усложняет переделку, а мостовая схема – это… два блока питания…
По этому, предлагаю использовать для этой цели не один ИБП компа, а два.
Понятно, что такой вариант подходит только для управления большим количеством (мощностью) ламп, и выгоден при использовании в больших помещениях (фирмы, магазины, склады и т.д.), где спрятать блоки не проблема (на подвесном потолке). Однако при некоторых условиях такой вариант может быть удобен и для дома, как в случае «Curious» - 12 ламп по 18Вт, а блоки прячутся за гипсокартон.
Преимущества такого варианта остаются прежними – ИБП доступен, а его переделки, по-прежнему, минимальны. Появляются и достоинства – регулирование яркости ламп с помощью ШИМ, и возможность запитывать бОльшую мощность. Так как амплитуда напряжения нагрузки в мостовой схеме в 2 раза больше, чем в полумостовой, то при том же токе, мощность нагрузки удваивается. Или при сохранении прежней мощности можно уменьшить нагрузку на транзисторы, что в некоторых случаях, возможно, позволит отказаться от вентилятора.
Нужно учитывать, что в схеме «гуляют» большие реактивные токи, по этому мощность нагрузки нужно ограничивать исходя из установленных транзисторов. Например, при 12 лампах на 18Вт (12*18=216Вт) импульсы тока через транзисторы достигают величины 7А, что является максимальным постоянным током для применяемых, обычно, транзисторов. В то время, как действующее значение тока, определяющее статические потери транзисторов и потребляемую мощность, равно 1А. Динамические потери составляют 5Вт. Итого, на каждом транзисторе рассеивается мощность порядка 7Вт. При мостовой схеме – 7Вт*4=28Вт, что составляет, примерно, 11% от мощности нагрузки (250Вт).
Следует уделить внимание диодам, шунтирующим транзисторы, так как амплитуда тока через них, так же, достигает 7А при действующем значении, примерно, 0,75А. На диодах будет рассеиваться мощность около ватта, и их нет необходимости ставить на радиаторы, но они должны иметь хорошие импульсные характеристики.
Используемые, обычно, диоды имеют постоянный ток 1-1,5А и выдерживают импульсные токи в несколько десятков ампер, но при этом на них получается большое падение напряжения (1,5-2В). По этому, если есть возможность, их лучше заменить на более мощные.
Переделка.
Один блок (назовём его вспомогательным) переделывается как обычно – разрывается цепь стабилизации выходных напряжений, что бы он выдавал импульсы максимальной длительности. Его выход (точка соединения ключевых транзисторов) – это один вывод для нагрузки. Второй блок (назовём его основным) переделывается точно так же, а его выход используется как второй вывод для нагрузки. Получается мостовая схема.
Оба блока должны работать синхронно на одной частоте. Для этого нужно соединить микросхемы ШИМ - контроллеров блоков между собой так, что бы одна работала как обычно, а вторая как ведомая – с синхронизацией от основного блока, как показано на рисунке с даташита на микросхему:
То есть, во вспомогательном блоке отпаиваем выводы резистора и конденсатора от выводов 6 (Rt) и 5 (Ct) микросхемы соответственно. Вывод 6 микросхемы соединяем с 14 выводом (VR) (подаём на 6-й вывод +5В с внутреннего стабилизатора мс), а 5-й вывод соединяем с 5-м выводом микросхемы другого блока. Всё. Теперь оба блока будут работать синхронно на одной частоте, которая зависит от частотозадающих резистора и конденсатора основного блока. Соединение удобно выполнить куском экранированного (коаксиального) кабеля.
В принципе, разницы нет, какой блок будет ведущим, а какой ведомым. Синхронизацию можно выполнить и наоборот – так, что бы основной блок синхронизировался от вспомогательного блока.
Ещё нужно соединить вместе выводы включения блоков и управлять ими тумблером или контроллером или датчиком…
Чуть не забыл… Ещё нужно перевернуть фазу переключения транзисторов инвертора в одном из блоков. Например, оба блока одинаковы. После переделки они будут работать на столько синхронно, что на нагрузке не будет напряжения, так как включаться будут одновременно оба верхних транзистора блоков, либо оба нижних. А нужно, что бы при открытом транзисторе верхнего плеча одного блока, был открыт транзистор нижнего плеча другого блока, и наоборот.
Наверно, проще это будет сделать, поменяв местами точки подключения баз транзисторов 2SС945, подключенных к выводам 8 и 11 микросхемы TL494. Часто они подключены к микросхеме через проволочные перемычки, по этому нужно выпаять эти перемычки и восстановить соединение накрест, используя пару кусочков монтажного провода.
Дальше. Вспомогательный блок (синхронизируемый от основного) больше не трогается. Он постоянно работает с максимальной длительностью импульсов и с такой же частотой, как и основной блок.
Регулировка длительности импульсов ШИМ осуществляется как обычно и только в одном блоке – основном.
Реализация управления – дело вкуса.
Простейший вариант – подключить к 4-у выводу ШИМ- микросхемы основного блока переменный резистор и им регулировать длительность импульсов.
Можно ввести обратную связь по току нагрузки для стабилизации установленной яркости свечения ламп не зависимо от напряжения питания. Но это отдельный разговор.
Как это работает.
Наверно, нет необходимости расписывать работу такой спарки двух блоков питания, и так всё понятно.
Получается обычная мостовая схема инвертора, с той лишь разницей, что длительность импульсов ШИМ меняется только в одном блоке. А так как нагрузка включена между блоками, то ток будет зависеть только от длительности импульсов основного блока.
При таком включении дроссель резонансного контура лампы уже не будет «висеть в воздухе» во время паузы на нуле в выходном напряжении, а будет замыкаться на нагрузку транзисторами вспомогательного блока и диодами (параллельно транзисторам) основного блока, обеспечивая непрерывность протекания тока нагрузки.
Выводы - всё то же самое, только кратко.
Скрутить два блока между собой труда не составит. Без учёта способа регулирования, переделка обоих блоков почти одинакова и проста. Дополнительно, соединяются проводами выводы микросхемы для получения синхронной работы блоков (с отпайкой резистора и конденсатора на одном из них), перефазировка транзисторов в одном из блоков, подключенных к выходам микросхемы, объединение питания 220В и управления включением. Выходы инверторов обоих блоков идут на нагрузку.
Потом, при встраивании схемы регулировки яркости, изменения вносятся только в основной блок. Вспомогательный больше не трогается.
Следует учитывать, что выходное напряжение будет в 2 раза больше, по этому нужно пересчитать индуктивность и ёмкость резонансных контуров, подключаемых к мостовому инвертору. Можно и не пересчитывать, но тогда нужно ограничить максимальную длительность импульсов ШИМ так, что бы ток ламп не превышал максимальное значение.
Если максимальное значение коэффициента заполнения для мостовой схемы равно 0,5 (для каждого транзистора), то придётся его ограничить (резистором на 4-м выводе TL494) уровнем 0,25.
Можно не ограничивать длительность импульсов принудительно, а ввести стабилизацию тока ламп. В этом случае схема сама будет поддерживать требуемый ток нагрузки. Это, даже, выгоднее, так как появится запас по напряжению питания. То есть, при напряжении сети в 2 раза меньше (110В) ШИМ увеличит длительность импульсов до максимума, обеспечивая стабильную мощность в нагрузке, расширяя интервал нормальной работы по питанию до -50%.
Нужно учесть, что работа ИБП на максимальной мощности при коэффициенте заполнения 0,25 не очень выгодна – снижается КПД. По этому, наверно, лучше будет ограничить коэффициент заполнения величиной 0,33 или 0,37 и пересчитать для этого случая резонансный контур лампы.
Просто, в некоторых источниках утверждается, что при ШИМ регулировании с коэффициентами заполнения 0,66 и 0,74 (для каждого транзистора 0,33 и 0,37 соответственно) выходное напряжение инвертора имеет минимальный коэффициент искажений – 31,2% для первого случая и 29% для второго. При коэффициенте 0,66 в выходном напряжении отсутствует 3-я гармоника. Минимальная – 5-я.
Всё это уменьшит помехи, излучаемые ИБП и уменьшит потери в дросселе резонансного контура. Дроссель «легче» резонирует при малом числе гармоник в прямоугольном напряжении, повышается его добротность. Уменьшатся помехи и от самих ламп и проводов, которые тянутся к лампам и могут иметь большую длину при большом числе ламп.
Расчёт контура для повышенного напряжения, по прежнему, можно делать в программе BDA, только добавив новый вариант выпрямителя в списке кнопки «Line Input». Там есть возможность добавлять пользовательские конфигурации. Я просто скопировал типовые значения из конфигурации на 220В, а потом удвоил все напряжения. В списке вариантов выпрямителя появится ещё один вариант (я его обозвал, не долго думая, «440V»), и при его выборе автоматом подгружаются все значения, будто для расчёта с мостовой схемой.
Прога рассчитывает элементы контура как для обычной полумостовой схемы инвертора, только с учётом в 2 раза большего напряжения питания. А это всё равно, что мостовая схема при обычном напряжении 220В.
Можно не добавлять новую конфигурацию, а взять готовую - «185 to 265VAC», и удвоив напряжения на вкладке «Line» в полях «Bus Voltage». Получится то же самое.
Тут, уже, дело вкуса…
Например, при частоте 50кГц для лампы Т8 на 18Вт прога выдаёт индуктивность дросселя 1,6мГн и ёмкость конденсатора 7500пФ для обычной полумостовой схемы. А для новой конфигурации, с увеличенным в 2 раза напряжением сети – 2,8мГн и 0,01мкФ.
Проверка моделированием показывает идентичность токов, напряжений и мощности лампы для этих вариантов.
Мне было интересно посмотреть, как работают обычная полумостовая схема инвертора и мостовая из двух ИБП при ШИМ регулировании мощности в нагрузке. По этому прогнал обе схемы в симуляторе а по полученным данным построил графики. Надеюсь, некоторым будет интересно взглянуть. Файл в формате Excel (аттач). Графики расположены один за другим ниже таблицы с данными. Моделировалась работа на одну лампу Т8 на 18Вт с параметрами контура, выданными программой BDA.
Много чего не учитывалось, по этому смотреть нужно не столько на цифры, сколько на графики, которые показывают ход зависимостей.
Сравнивалась, так же, работа обычной схемы со схемой с дополнительным коротящим ключом (лист «С коротящим ключом»).
По графику «Мощность нагрузки» хорошо видно, что основная регулировка мощности в нагрузке при ШИМ - регулировании обычной схемы происходит при коэффициентах заполнения от 0,175 до 0,275. При коэффициентах менее 0,15 и более 0,3 мощность не меняется вообще.
Показателен график «Потери на транзисторах», на котором видно, что происходит при ШИМ - регулировании. Как раз при коэффициентах заполнения, подходящих для регулирования, резко увеличиваются потери в транзисторах.
Если схема работает без регулирования, выдавая меандр (коэффициент заполнения 0,5), то потери не превышают 1Вт, а при регулировании резко увеличиваются, достигая в максимуме 11Вт.
Например, выставили коэффициент 0,3. Мощность в нагрузке 23Вт, потери на транзисторе 1Вт. КПД отличный…
Выставляем коэффициент 0,275, при котором, возможно, уже будет заметно изменение яркости лампы. Мощность в нагрузке 21Вт. Потери на транзисторе сразу выросли до 2Вт. Но это терпимо. Крутим дальше, выставляя коэффициент заполнения 0,25. Мощность в нагрузке уменьшилась до 16Вт (Ура! Работает!..), а потери в транзисторе, вдруг, выросли до 8Вт! Если транзисторы не на радиаторе, то долго они не проживут… При этом увеличивается потребляемая мощность а КПД падает до 57%.
При уменьшении коэффициента заполнения менее 0,2 потери начинают уменьшаться, однако, ниже 3Вт они уже не опускаются (коэффициент 0,15, мощность в нагрузке 1Вт - ночник).
Получается, что ШИМ – регулирование без принятия мер в простом полумостовом инверторе не работает.
Рядом, на этих же графиках показаны зависимости при введении в обычную схему коротящего ключа, работающего в паузах между импульсами ШИМ.
Ситуация меняется в корне.
Мощность регулируется во всём интервале коэффициентов заполнения и регулировка линейная.
Потребляемая мощность зависит только от мощности в нагрузке. КПД остаётся не плохим (70-80%) до коэффициентов 0,15-0,2. При этом мощность в нагрузке получается 5-8Вт.
При меньших мощностях КПД падает до 20%, однако выходная мощность становится менее 1Вт. А так как потребляемая мощность при этом уменьшается до 3,7Вт, то с потерями считаться уже не приходится.
Потери на транзисторах инвертора меняются от 1Вт до 2Вт во всём интервале регулирования. Потери на коротящем ключе остаются, практически, постоянными и равны 0,6-0,8Вт в том же диапазоне.
Суммарные потери, конечно, больше, чем в обычной схеме, но только за счёт большего числа активных ключей (в 2 раза).
На листе «2 х ИБП РС» сравнивается работа обычной схемы с мостовой, выполненной как было описано выше, на двух ИБП от компа. Нагрузка такая же – лампа на 18Вт.
Мощность нагрузки регулируется достаточно линейно и во всём диапазоне коэффициентов заполнения.
Потери в транзисторах обоих блоков, практически, одинаковы. В принципе, они должны снижаться при уменьшении коэффициента заполнения, так как уменьшается время открытого состояния транзисторов, но это не происходит. Дело в том, что при малых коэффициентах появляются довольно большие выбросы тока через ключи. С увеличением коэффициента они уменьшаются и пропадают. Получается, что при малых коэффициентах заполнения основные потери в ключах – динамические при малых статических (основной ток мал), а при больших коэффициентах – наоборот, динамических потерь, практически нет, а есть только статические (ток нагрузки больше). В результате, уровень потерь при регулировании, практически, не меняется.
Потери на транзисторах обоих блоков одинаковы и равны 1Вт. Так как транзисторов 4, то суммарные потери равны, примерно, 4Вт. У инвертора с коротящим ключом, при том же числе транзисторов (коротящий ключ состоит из двух транзисторов) суммарные потери немного меньше, так как при больших коэффициентах заполнения, долевое участие коротящего ключа становится всё меньше. А так как он коммутирует не основной ток и работает в паузах, то потери на нём ещё меньше.
В мостовой схеме (из двух блоков) роль коротящего ключа выполняют по очереди сами транзисторы инвертора, по этому потери в мостовой схеме больше.
КПД мостовой схемы ни чем не примечателен. В данном случае пришлось идти на «хитрость» - корректировать потребляемую мощность по мощности нагрузки, мощности потерь в транзисторах и дросселе резонансного контура.
Дело в том, что более-менее достоверно вычислить потребляемую мощность по току и напряжению источника питания не получалось. Мостовая схема хорошо коммутирует реактивные токи схемы, и они замыкаются через источник питания. В результате, потребляемый ток является переменным с малой постоянной составляющей, а среднее значение переменного тока равно нулю…
Вычислять ток по площадям не хотелось из-за большого числа проб и измерений, а задавать большое время при анализе, то же, накладно. И так, каждое новое вычисление приходилось ждать порядка 10 секунд…
Исправить ситуацию удалось шунтированием источника конденсатором большой ёмкости, а сам источник подключать в схему через резистор. В результате, реактивная составляющая тока замыкалась конденсатором, и потребляемый ток стал постоянным с небольшими пульсациями.
Опять проблема… Конденсатор оказался, как бы, вторым источником питания, и с успехом обеспечивал импульсные токи потребления инвертора. При низких значениях коэффициента заполнения и низких значениях КПД ток источника ещё можно было считать достоверным, однако, с увеличением коэффициента заполнения, ростом КПД и реактивного тока потребляемая мощность делилась между источником и конденсатором. А так как учитывался только ток источника, то получалось, что потребляемая мощность меньше мощности в нагрузке, что и видно на графике КПД.
Скорректированная мощность потребления получалась суммированием мощностей нагрузки, потерь в транзисторах и дросселе (две колонки цифр правее основной таблицы), а вычисленный и скорректированный КПД выведен на тот же график.
Думаю, для оценки варианта, такая погрешность приемлема.